Discussioni

Supponiamo di avere un milliamperometro da Im= 1mA fondo scala (f.s.) e supponiamo di volere misurare una corrente di I=750mA.
Occorre inserire sul percorso della corrente I una resistenza di shunt Rsh. Come calcolare il valore ?. Occorre precedentemente misurare la resistenza del milliamperometro Rm e poi calcolare la sensibilita' del milliamperometro Vm.
Rm la misuro con un Ohmmetro e supponiamo sia 50 OHm.
Vm=Rm * Im= 50*1mA=0.05V
Il circuito e' il seguente :

La formula per il calcolo della Rsh e' molto semplice e si intuisce leggendo lo schema sopra :
Rsh = Rm *(Im/(I-Im))
da cui risulta Rsh= 50*(1mA/750mA-1mA)= 0.067 OHm.
Ora, difficilmente si riesce a trovare una resistenza commerciale di tale valore. Allora cosa si puo' fare ?. Possiamo aumentare la Rm inserendo una resistenza da 400 OHm in serie allo strumento.

La corrente Im non cambia, quello che cambia e' la R complessiva tra strumento e resistenza aggiuntiva e quindi cambia la sensibilita' che diventa 1mA*450=0.45V.
Questa tensione Vm che si sviluppa ai capi della Rsh e' ancora accettabile da non perturbare piu' di tanto la circuiteria a monte. Pertanto se applico nuovamente la formula precedente ottengo Rsh= 450*(1mA/(750mA-1mA))= 0.6 OHm che e' un valore commerciale con precisione all'1% che si riesce a trovare .
La dissipazione dell'Rsh vale Rsh*Ish^2= 0.6*749mA^2=0.33W.

PS : occorre che :
- la corrente di fondo scala dello strumento sua una percentuale molto minore della corrente principale I.
- la Vm deve non risultare invasiva tale da modificare il funzionamento del circuito a monte.
- la resistenza interna del milliamperometro non sia molto bassa, ad esempio 0.7 OHm.

Nel lontano 1995 scrissi un articolo su CQ Elettronica riguardante tale argomento e oggi, tiratolo fuori dal cassetto, ve lo ripropongo a distanza di 23 anni. Chi se lo vuole leggere lo legge se no lo salta.
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Apro il 3D se non altro per parlare cose meno futili che non di battibecchi.
Allora, riporto lo schema fatto a mano con i dati che saranno utilizzati per la soluzione del problema :

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Come risolvere il problema. Si puo' affrontare tutto numericamente oppure utilizzare la Carta di Smith, a me molto cara come sapete, che in pochi passaggi ci permette di trovare la soluzione al quesito.
I dati ci sono tutti, non abbiamo pero' il fattore di velocita' della linea (FV ) ma abbiamo la sua velocita' di propagazione Vp=125 [metri/microsecondi]. Il primo passo e' esprimere tale valore in metri/secondo per poterlo poi dividere correttamente per la velocita della luce c=300000000 [m/sec]. Allora 125 metri al microsecondo corrispondono a 125000000 metri al secondo. Se dividiamo questo valore per la velocita' della luce abbiamo
FV=Vp/c=125000000/300000000=0.416 che e' il fattore di velocita' del cavo come siamo abituati a vedere nelle tabelle dei cavi insieme all'attenuazione per 100 metri.
In questo caso, essendo la linea ideale, non ci preoccupiamo della sua attenuazione.
Adesso riportiamo l'impedenza del carico 10+j20 sulla Carta di Smith riempiendo la casella Z Load, selezioniamo 15 MHz per la frequenza e la Z0=50 OHm.



e poi andiamo a scegliere come componente un tratto di linea che caratterizzeremo andando a riempire le caselle dei suoi dati relativi e cioe' : fattore di velocita=0.416, impedenza caratteristica della linea=50 OHm, attenuazione=0.
In alto a sinistra comparira' il punto dell'impedenza di carico ZL. Poi ruotiamo in senso orario utilizzando come centro l'origine (Z=50 OHm).
Ricordiamo che dobbiamo cercare il punto 10-j20 che e' il coniugato del carico. Questo si trova esattamente in basso a sinistra.  Mentre ci spostiamo viene aggiornata la casella Length del componente linea che abbiamo introdotto. A questo punto tutto e' finito e leggiamo il contenuto di tale casella che e' 3.12 metri. Questa lunghezza corrisponde alla lunghezza minima per adattare il carico 10+j20 al suo coniugato 10-j20 utilizzando un tronco di linea a 50 OHm. Si possono utilizzare anche multipli di tale lunghezza attraverso la formula l=3.12+(K*4.16)  dove K e' un numero intero positivo. La lunghezza elettrica  lambda corrispondente sul grafico a 360 gradi e vale 20 metri * 0.416 = 8.32.
Pertanto 4.16 e' la distanza in metri sul grafico tra la coniugata del carico e il carico stesso.
lunghezza minima =3.12 m con K=0
multipli :7.28 m con K=1, 11.44 metri con K=2 e cosi' via.
Un giro di 360 gradi sulla carta equivale a Lambda/2.
Questo era un esercizio che mi avevano fatto fare a scuola per verificare se avevo compreso l'utilizzo della carta di Smith che e' uno strumento estremamente potente con la quale si riesce a fa quasi tutto nel campo delle linee e degli adattamenti.

Vediamo quale e' la migliore soluzione per accordare un'antenna utilizzando un accordatore posizionato in stazione o nel punto di alimentazione dell'antenna.
Facciamo una ipotesi :
- Impedenza dell'antenna ZL=100+j100 OHm
- Cavo coassiale di lunghezza 23 metri
- Frequenza 30MHz.
- Potenza in uscita dal TX =100W.
Se si connettesse il TX all'antenna utilizzando un cavo ideale e cioe' senza attenuazione e con fattore di velocita FV=1 si sarebbe in questo caso :

Come si puo' vedere l'SWR in stazione e' 4.26 e la Potenza deliberata al carico risulta 61.5W.

Nel caso si utilizzi come cavo l'RG213 la situazione diventa :

In questo caso grazie all'attenuazione l'SWR si riduce a 3.19 ma anche la potenza deliberata al carico si riduce a 52.3W.

Adesso introduciamo l'accordatore di antenna e vediamo cosa succede se lo posizioniamo in stazione e utilizziamo il cavo coassiale ideale del primo esempio.

L'SWR dopo l'accordo risulta 1.01 e la potenza deliberata al carico 99.1W.

Adesso sostituiamo il cavo ideale con l'RG213

In questo caso l'SWR diventa 1.2 circa e la potenza deliberata al carico sara' 71,7W.

Adesso spostiamo l'accordatore nel punto di alimentazione dell'antenna e utilizziamo il cavo coassiale ideale :

In questo caso abbiamo l'SWR=1 e la potenza deliberata al carico diventa 99W.

Adesso sostituiamo il cavo ideale con l'RG213 :

In queste condizione l'SWR diventa 1 e la potenza deliberata al carico e' 83.2W.

Che conclusioni possiamo trarre ?. Rimanendo nel caso reale e cioe' l'uso di RG213, le due soluzioni con accordatore in stazione e accordatore nel punto di alimentazione dell'antenna differiscono a favore di questo ultimo caso.
In questo caso, la differenza a livello di potenza deliberata al carico non e' enorme (12%) ma, in caso di utilizzo di potenze elevate erogate dal trasmettitore, si possono verificare casi in cui l'onda stazionaria che si forma lungo il cavo coassiale, nel caso di accordatore in stazione, possa assumere ventri elevati di tensione in corrispondenza di nodi di corrente e portare a perforazione del dielettrico del cavo stesso.

Ma se il disadattamento fosse molto elevato, ad esempio se l'impedenza dell'antenna fosse ZL=3200+j2000 OHm (abbastanza tipico quando si usano antenne filari) la forbice dei due casi diventa molto piu' ampia.
Vediamo il caso di adattamento al carico :

Con 100 W erogati dal trasmettitore, cavo RG213, l'SWR diventa 1.2 e la potenza deliberata al carico si riduce del 20% e cioe' 79.7W.
Confrontiamola stessa situazione ma con accordatore in stazione :

Come si vede, l'SWR rimane perfetto dopo l'accordo, ma la potenza trasferita all'antenna diventa 11.2W  e cioe' l'89% in meno.

Quindi si puo' dedurre che accordare nel punto di alimentazione dell'antenna risulta sempre il piu' efficace e, rispetto all'accordo in stazione, ci mette al riparo da eventuali problemi che possono nascere sul cavo coassiale in caso di disadattamento molto elevato.

Ecco lo studio dell'accordatore MFJ-991BRT

In allegato lo studio del circuito dell'accordatore CG-3000.

Allego un documento che ho scritto dopo avere comparato tre accordatori da palo tra i piu' conosciuti.
Il primo e' l'SGC-230 che ho studiato per capirne il funzionamento e cosa ha in piu' rispetto agli altri piu' economici.

Supponiamo di avere un trasmettitore che alimenta, attraverso un ATU una linea senza attenuazione, un carico ZL e supponiamo di avere un accoppiatore direzionale posto sul carico che legge la potenza diretta e riflessa.
Definiamo :
Ptx  potenza erogata dal trasmettitore
PL  potenza erogata al carico
Pd =120W  potenza diretta letta sul carico
Pr  = 40W potenza riflessa letta sul carico

Vogliamo calcolare Ptx.

Il modulo del coefficiente di riflessione e'
|Γ|= SQRT(Pr/Pd) = SQRT(40/120) = 0.577

Il VSWR vale (1+SQRT(|Γ|))/(1-SQRT(|Γ|)) = (1+0.577)/(1-0.577) = 1.577/0.423 = 3.73

la PL = Pd * (1-Pr/Pd) = 120*(1-(40/120)) = 80W

Se il TX è matched alla linea (con ATU o circuito Pi-greco), la potenza riflessa verso il generatore viene qui re-riflessa verso il carico. Poiche abbiamo ipotizzato che lnon c'e' attenuazione, questa potenza ritorna verso il carico e si aggiunge, come secondo contributo, a formare la potenza diretta.
Chiaramente, quando questo contributo giungerà al carico subirà ancora una parziale riflessione (dovuta al mismatch). Questa potenza riflessa riprende lo stesso andirivieni e. dopo tante altre riflessioni, tutta la potenza giungerà al carico.
Ptx= Pd-Pr=120-40=80W
PL= Pd-Pr = 80W
Pertanto Ptx=80W

Successivamente vedremo cosa succede quando la linea e' reale e quindi con attenuazione.

Supponiamo di avere una verticale λ/2 e che per un miracolo, siamo sotto Natale, abbia una ZL=3200 Ω e cioe' solo parte reale. Vogliamo adattarla al nostro trasmettitore che ha una Zs=50 Ω utilizzando una rete di adattamento a L. Ci sono 2 possibilita' quando ZL>Zs e cioe' :

oppure


Per entrambe valgono le formule seguenti :
Q=SQRT((ZL/Zs)-1
XL=Q*Zs
Xc=ZL/Q
BW=frequenza/Q

Scelgo la prima e cioe' quella con condensatore in parallelo al carico ZL.
Le condizioni sono :
ZL=3200+j0 Ω
frequenza=7.1 MHz

Calcoliamo il Q = SQRT((3200/50)-1) = SQRT(63) = 7.9
Da cui XL = 7.9*50 =395 Ω e Xc = 3200/7.9 =405 Ω.
A cui corrispondono rispettivamente :
L=XL/(2*Π*frequenza)=3200/(6.28*7.1MHz)=8.8μH
C=1/(2*Π*frequenza*Xc)=1/(6.28*7.1MHz*405)=55.3pF
BW (larghezza di banda)= frequenza/Q=7.1MHz/7.9=898KHz

Adesso vediamo una prova del nove utilizzando SIM-SMITH che e' uno strumento grafico basato sulla Carta di Smith che consente di progettare la rete molto velocemente e senza calcoli.
Si ottiene questo :

Come si vede i risultati sono pressoche' identici :
C=56.7pF , L=8.7μH , Q=8.
Una nota, il Q per questo tipo di reti di adattamento non e' possibile selezionarlo ma risulta dal rapporto tra ZL e Zs e quindi dipende dal valore delle due impedenze.
Se si vuole imporre un Q diverso, e' opportuno utilizzare reti di adattamento diverse come le reti a Π.

Qualcuno ha mai acquistato sul sito 
FUNKAMATEUR OnlineShop
con pagamento PayPal ?
Mi risulta una modalita' completamente diversa da quella normalmente utilizzata via PayPal su altri siti tipo Cinesi.
Inviano fattura con un numero da riportare sull'operazione di pagamento e non mi e' mai successo con PayPal che normalmente concludeva l'operazione in modo automatico.

https://www.yaesu.com/indexVS.cfm?c...isArchived=0

Quanto sto per descrivere non e' farina del mio sacco ma di IW2FND riportato su R.R del 2014.
Io ho solamente ampliato il foglio di calcolo Excel e spero di non avere fatto "danni".
L'obbiettivo e' misurare la permeabilita' magnetica di un toroide o di un "manicotto" in ferrite (quelli che si inseriscono lungo il cavo coassiale per ridurre le correnti di modo comune. Spesso si ha nel cassetto alcuni di questi dispositivi senza alcun colore da cui non e' facile risalire alla loro permeabilita' attraverso le tabelle che ne individuano le caratteristiche.
Cosa serve ?. Un analizzatore di antenna decente, un calibro, un foglio di carta, una penna e una calcolatrice. Attraverso il foglio di calcolo allegato si puo' fare a meno degli ultimi tre elementi.
Il parametro fondamentale di un toroide in ferrite e' il fattore di induttanza AL che dipende dalle dimensioni fisiche. La relazione che lega AL al numero di spire N e l'induttanza L e' la seguente (che troverete anche sul foglio di calcolo)
AL=L/N^2 e varia anche con la frequenza.
Se io faccio una sola spire allora AL=L. Come la trovo L ?. Con l'analizzatore di antenna in questa configurazione

Come si puo' vedere si misura la Z=Rs+jXs, e la L ad una determinata frequenza.
Da qui in avanti si modifica la frequenza e si riempie il foglio di calcolo per tutte le bande  in modo da vedere l'andamento della permeabilita' μ. Questo parametro e' un numero complesso (vettore) e dipende da due componenti : μ1 in fase con la reattanza Xs e μ2 in fase con la resistenza Rs. Utilizzando il teorema di Pitagora si calcola μ.

Esistono vari sistemi per realizzare questo accoppiamento sia in commercio che autocostruiti.
Il primo e' quello seguente dove pero' la lunghezza dei due cavi e' fissa. Diamond lo produce con la sigla SS-770R. Nella immagine seguente sono indicate la lunghezza dei cavi, la loro impedenza caratteristica e il fattore di velocita' FV. 



Il secondo prevede la realizzazione di un modulo entro cui sono presenti i due cavi che vanno alle antenne.




Il terzo e' una variante del secondo 


E' fondamentale, per tutti e tre i sistemi tarare ogni antenna separatamente in modo da cercare di raggiungere la parte reale dell'impedenza molto prossima a 50 OHm e la parte reattiva molto contenuta e almeno di un ordine di grandezza minore della parte reale. 
In tutte le immagini infatti ho considerato 50 OHm come impedenza di ogni antenna in modo che la trasformazione introdotta sia puramente resistiva. 
Comunque, anche se Z fosse 50+/-J10 OHm il sistema funzionerebbe lo stesso ma i lobi delle due direttive sarebbero leggermente modificati.
I calcoli sono stati eseguiti considerando un cavo con Zc=50OHm e fattore di velocita' FV=0.67.

Allego alcune considerazioni basate su esempi e calcoli.

Qualcuno e' in possesso di questo dispositivo ?. Se si, mi piacerebbe conoscere le lunghezze dei cavi ed eventualmente la Zc del cavo.



Da quello che posso dedurre, nell'accoppiatore centrale dovrebbe esserci all'interno un normale T-SO239 al quale giungono i cavi delle due antenne con Zc di 70 o 75 Ω (mia ipotesi) e il cavo di discesa da 50 Ω.
Per puro esercizio suppongo, ma e' una mia ipotesi, che la Zc dei due cavi sia 75 Ω e la loro lunghezza sia 1.04 metri ciascuno, corrispondente a 3/4 λ a 145 MHz e 9/4 λ a 435 MHz. In questo modo la Z nel punto di congiunzione diventa 56 Ω, con SWR=1.12 rispetto ai 50 Ω.
Nel caso la Zc dei due cavi fosse 70 Ω allora nel punto di congiunzione l'SWR sarebbe 1.03.

Queste considerazioni sono generali e valgono per qualsiasi tipo di accordatore CL, LC o T.
Come unica nota posso dire che le perdite di un accordatore si concentrano in massima parte sull'induttore. Un Q=200 per tale componente e' sufficiente per contenerle .
In generale quasi tutti acquistano un accordatore di antenna, lo posizionano in stazione e alimentano l'antenna con cavo coassiale senza pero' tenere conto della Z dell'antenna, tanto ci pensa l'accordatore a risolvere il problema. Questo puo' essere vero, ma dipende da "come lo risolve".
Spesso leggo che si vuole utilizzare antenne per i 10 metri o i 20 metri per lavorare in 80 o perggio in 160 metri. Occorre sottolineare che utilizzare antenne con una lunghezza elettrica < 0.3λ porta ad avere resistenze, lasciatemi per comodita' al momento trascurare la parte reattiva, molto basse. Insomma, piu' l'antenna e' corta per la frequenza in uso piu' la resistenza nel punto di alimentazione e' bassa ed inferiore di molto a 50Ω. Si puo' arrivare a casi in cui questa resistenza e' di soli 9/10Ω o  anche di meno.
Pensiamo ora alla tratta di cavo che utilizziamo per alimentare l'antenna. Se questa e' di lunghezze multiple di λ/2 avremo che, al connettore di antenna presente sul nostro accordatore, si presentera' esattamente la stessa resistenza, a meno delle perdite del cavo. I seguenti grafici ripresi da un articolo apparso su QST del 1995 rendono chiara la situazione.




Questo risulta ovvio in quanto piu' la resistenza e' bassa piu' la corrente e' elevata ed incide sulla quota perdite dell'induttore, che sia roller o a prese intermedie.
Pertanto, in questo caso, e' sconsigliabile utilizzare linee di λ/2 o suoi
multipli.
Supponiamo invece di avere una antenna con una R di circa 1000Ω. Se la linea di alimentazione e' lunga λ/4 o suoi multipli dispari avremo una trasformazione tale per cui ai capi del nostro accordatore la R diventera' 2/3Ω e quindi una situazione critica per le perdite al suo interno, come nel caso precedente.
Pertanto l'inserimento di un accordatore in stazione pensando di poterlo utilizzare con qualsiasi antenna e con qualsiasi linea di alimentazione e' possibile ma le perdite al suo interno saranno conseguenti al tipo di disadattamento. Piu' la R e' bassa maggiori saranno le perdite.
Molti pensano, uso l'antenna dei 10 metri per lavorare in 80 dimenticandosi tale fattore. Poi e' chiaro che piu' l'induttore e' costruito in modo "abbondante" e con il Q di almeno 200 meglio e' ma quando sento " il mio accordatore accorda anche la rete del letto", puo' anche essere vero, ma con quale efficienza ?.

Una considerazione quindi diventa importante : piu' l'antenna e' corta piu' la R e' bassa e quindi conoscere quanto vale la Z dell'antenna alla frequenza su sui si vuole fare operare l'accordatore diventa fondamentale.

Premessa : Cavo coassiale  RG213/U-BX, lunghezza misurata 10m e intestato con due PL259. Tipico utilizzo in ambito HF.
Ho voluto misurare l'attenuazione di detto tronco di linea in VHF (144MHz) e UHF (432MHz).
Da specifiche del costruttore dichiarate si ha 8.5dB/100m @144MHz e 15,1dB/100m @432MHz.
Pertanto, facendo i conti della serva, ci si aspetterebbe che per 10m l'attenuazione presentata fosse 0.85dB @144MHz e 1.51dB @432MHz.
Per la misura reale ho utilizzato due VNA a confronto per verificare quanto incidesse la differenza di misura tra i due, ma utilizzando lo stesso setpoint.
Per prima cosa ho calibrato i due VNA nel range di frequenza da 100MHz a 500MHz ottenendo 400MHz/101 punti di misura equivalenti a una misura ogni 3.96MHz/punto.
Il piano di misura e' stato lo stesso per enrambe i VNA ed e' stato portato nel punto in cui i due PL259 sono giuntati ai connettori utilizzati per la calibrazione.
I risultati sono stati poco diversi tra i due VNA differendo solo di qualche unita' nel secondo decimale.
I risultati ottenuti sono i seguenti :
Attenuazione
1.19-1.24dB @144MHz
2.43-2.44dB @432MHz
e questo per 10 metri di cavo.
Sicuramente entreranno in gioco i connettori non adatti per tali frequenze, ma la differenza tra quanto indicato a specifiche e quanto misurato mi sembra si discosti troppo.

Il mio semplice consiglio, per esperienza diretta, e' quello di starne alla larga. Montate Messi e Paoloni, Amphenol, o altro, ma non montate Marlow tipo N. Meccanicamente sembrano validi , ma come trazione sono penosi ed anche le dimensioni dell'inserto centrale (inner), anche se vengono spacciati per RG213-U/RG8-U, H1000, non riesce ad accogliere agevolmente il centrale del coassiale ed occorre lavorarlo di lima.
Spendete poco di piu' ma intestate il vostro cavo con connettori piu' seri.

In un precedente 3D di IZ4ZKX ho visto la modifica di questo microfono per esaltare i tono medio bassi.
Mi e' venuta la voglia di simularne il circuito.
Lo schema e' il seguente :

Come si vede ci sono due stadi amplificatori/filtro realizzati con operazionali. Il primo stadio opera una amplificazione con guadagno G=4 e realizza un filtro passa banda del primo ordine. La prima frequenza di  taglio attenua i segnali al di sotto di 15Hz, mentre la seconda attenua quelli al di sopra di 7KHz.
Il secondo stadio e' anch'esso un filtro passa banda ma di tipo a reazione multipla e si prende carico di enfatizzare i segnali tra i 2KHz e i 3KHz in modo da caratterizzare una voce piu' penetrante e ricca di toni medio alti, utili soprattutto nei collegamenti in distanza. Come sappiamo, l'informazione tende a concentrarsi proprio in quella parte di frequenza rendendo piu' facile la "perforazione" del QRM. I toni bassi non portano beneficio per collegamenti in distanza accompagnati dal rumore ma rendono piu' piacevole e corposo un QSO salottiero.
La risposta del circuito e' la seguente :



Come si vede il guadagno e' di circa 26/27dB corrispondente a 22 volte il segnale in ingresso da 100Hz a fino quasi 1KHz. Poi da 1KHz a 2KHz sale e raggiunge 32dB e da 2KHz a 3KHz pari a 40 volte il segnale di ingresso.
La modifica introdotta da IZ4ZKX consiste nell'aumentare la capacita da 4700pF in serie al piedino invertente del secondo stadio.
Vediamo cosa succede se portiamo tale capacita' a 1uF :



Come si vede adesso il guadagno massimo di 32dB e' da 30Hz a quasi 1KHz per poi ridursi a 15dB a 3KHz.
In sintesi si e' spostato il guadagno essenzialmente sui toni bassi riducendolo sui toni medio alti.
L'obbiettivo quindi e' stato raggiunto, adattando il microfono per collegamenti "piu' salottieri" e ricchi di tonalita' basse.

Lascio a voi trarre le conclusioni sulla qualita' del prodotto e la discordanza tra le specifiche del costruttore e quelle realmente misurate.
Mi sorge pero' un dubbio : anche gli altri amplificatori dello stesso costruttore ricalcano lo stesso principio ?.
Mi sembra quasi di essere tornato con i "lineari" agli anni 70-80.

Leggendo le sue specifiche di funzionamento in cui si dichiara
"Amplificatore compatto a banda larga HF ( 1,8-30 MHz)."
e
"2x MACOM MRF150 RF Power FET"
Mi ricordavo che per questi componenti la frequenza minima era intorno ai 2/3MHz, Infatti mi sono andato a rileggere le specifiche e questa e' la gamma operativa.

Non ho capito quindi come facciano a dichiararne il funzionamento sui 160 metri. Infatti nelle specifiche dell'MRF150 allegate la start frequency sulla carta di Smith e' 2MHz. Al di sotto non ne e' garantito il funzionamento.

Se qualcuno mi riesce a dare una spiegazione lo ringrazio.

Quando si puo' considerare una antenna risonante ?
La domanda sembra banale ma non lo e'. Per molti la risposta e' quando l'SWR=1:1. Purtroppo questo non corrisponde al vero.
Come mai ?
La risonanza si ottiene con l'azzeramento della parte reattiva dell'impedenza dell'antenna. E' quindi possibile che si verifichi il caso che la Z dell'antenna sia R=80 OHm e X=0. In questo caso siamo si alla risonanza ma, l'SWR non e' 1:1 in quando la parte resistiva non e' 50 OHm e pertanto SWR=80/50=1.6.

Come fare per adattare gli 80OHm ai 50OHm caratteristici senza che la X dell'antenna vari in modo apprezzabile ?.
Basta utilizzare due tronchi di coassiale, uno da 50OHm e uno da 75OHm connessi in serie. Il primo, quello da 50OHm parte dall'antenna, mentre l'altro da 75OHm viene connesso dopo il primo.
Magia ?, non proprio e vediamo come
Supponiamo di essere a 7.1MHz e che la Zantenna sia 80+j0. L'SWR e' 1.6 come gia' detto.

Come si vede abbiamo trasformato la R=80OHm nei 50OHm canonici mentre la X e' rimasta 0 o trascurabile. In questo caso l'antenna e' risonante ed inoltre l'SWR=1:1.
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Forse puo' aiutare

Una bella novita' per chi usa Arduino uno nell'ambito IoT.
A breve uscira' un dispositivo denominato "JOLLY" che avra' la stessa piedinatura dell'ATMEGA328P e al quale si potra' sostituire. Questo dispositivo e' pin to pin compatibile con il micro ma monta la versione SMD del nuovo ATMEGA328PD e un chip ESP8285 per la WI-FI. A bordo e' montata anche una antenna WI-FI SMD e consentira' agli sviluppatori di dotare la scheda Arduino UNO di WI-FI senza perdere le altre caratteristiche precedenti e assicurando la retrocompatibilita' di quanto gia' sviluppato. Ovviamente potra' essere usato anche stand alone come se fosse un micro a 28pin.

Il link con piu' informazioni e' il seguente :
http://jolly-dev.com/
oppure
https://www.adrirobot.it/jolly-upgrade-wi-fi-per-board-arduino-uno/
In allegato anche il file pdf del flyer di presentazione.

A cavallo degli anni 70 e 80 gli unici vna costavano come un appartamento. Adesso con un centinaio di euro si trovano degli strumenti che arrivano anche a 3GHz.
Ma come si faceva in quegli anni a tarare una antenna ?. Semplice, si usava l'SWR meter.
Ma, come riportava una rivista dell'epoca era come "lavorare con una mano legata dietro la schiena". Infatti l'informazione del solo SWR e' ambigua e, ad esempio, un SWR=2 puo' corrispondere ad una situazione di una antenna con R=25 Ohm oppure 100 Ohm. Inoltre non si puo' conoscere la reattanza X.
Tuttavia esisteva uno strumento denominato "R-X NOISE BRIDGE" e cioe' in ponte alimentato da un generatore di rumore attraverso il quale si riuscivano ad ottenere queste risposte. Il prodotto era il Palomar RX-100 del quale allego il manuale operativo. Questo, ai tempi, era lo strumento che non mancava mai nel cassetto di un radioamatore.
[img width=306.9921875 height=600]https://i.postimg.cc/bYWPMmXY/Cattura.jpg[/img]

Non so se faccio bene o male a pubblicare questo documento. Il perche' e' semplice, ultimamente i 3D piu' in voga sono su come aumentare la potenza del proprio apparato, aumentare il numero di canali, la ricerca della antenna miracolosa e altre amenita' varie.
Da questo ne deduco che in pochi potranno essere interessati al documento dal titolo "Riflessioni su po' di semplice teoria per un accordatore di antenna e le linee di trasmissione in coassiale". Ma sono un temerario e quindi spero che almeno uno possa trarre spunto da queste mie riflessioni. A quel temerario auguro buona lettura.
73'

Supponiamo di avere una calata di 10 metri di RG213/U e di leggere in  stazione con l'analizzatore di antenna R=76 OHm e X=14 OHm alla frequenza di 3.6MHz, quanto sara' la coppia R e X ai capi dell'antenna ?.
RG213/U  Belden 8267 per precisione.

Ieri, facendo manutenzione alla direttiva Maldol HS-FOX727 3 el.VHF/5el.UHF, malauguratamente ho stretto un po' troppo forte il connettore PL259 del cavo alla femmina SO239 del blocchetto gamma match dell'antenna. Bilancio, visto che l'SO239 era solamente crimpato al blocchetto, si e' messo a girare e si sono strappati i due condensatori di accoppiamento interno ai due gamma match, da qui antenna inutilizzabile. Allora ho rimosso il blocchetto e con molta attenzione lo ho aperto svitando e aprendo le aperture in nylon. Ho avuto accesso all'SO239 che era di pessima qualita' e che ho sostituito con uno Amphenol avendo cura di eseguire due fori filettati nei quali ho inserito due grani di blocco. Successivamente ho verificato i due condensatori, che alimentano il due gamma match, da 5pF (UHF) e 10pF(VHF). Vista la potenza max dichiarata (50W), mi aspettavo di trovare due ceramici con un isolamento intorno ai 200V ed invece ho trovato due belle pastigline blu con isolamento da 1KV. Almeno in questo non hanno risparmiato. In casa avevo un 5.5pF e un 10pF da 500V e li ho montati. Richiuso il tutto e siliconato in tutte le aperture mi sono apprestato a rimontarla all'esterno sicuro di risolvere il tutto in pochi minuti. Alla faccia della previsione, non sono riuscito a trovare un SWR accettabile sia in V che in U. Ero convinto di fare presto ma no, niente da fare. La notte pero' aiuta a pensare e, come sempre consiglio a tutti se si dispone di un analizzatore di antenna, eseguire la calibrazione SOL al connettore che va collegato all'antenna in modo da leggere sull'analizzatore le medesime condizioni come se si fosse ai capi dell'antenna stessa. La fortuna e' che la direttiva e' posizionata in balcone con 10 metri di H1000. Pertanto mi e' stato facile portare in casa il connettore del cavo ed eseguire le calibrazioni del nanovna nel range 120MHz-170MHz e 400MHz- 450MHz. Successivamente ho ricollegato il cavo all'antenna e in casa ho letto l'SWR, la Z e le sue componenti R e X in V e U. In 4 minuti ho ritarato velocemente i due gamma match e adesso l'antenna funziona al meglio (sperando che non si infiltri acqua nelle aperture siliconate).

Quando si dice "esprimi un desiderio che Babbo Natale lo avvera".
Questa notte mi e' cresciuto in giardino un traliccio di ben 80 metri. Cosa posso volere di piu'. Ed inoltre e' dotato di piattaforma elettrica a mo di ascensore per raggiungere la cima. Adesso non mi resta che montare le antenne. Sono curioso se riesco ad accordarlo.

Allego documento pdf dove si eseguono le verifiche incrociate sui dati misurati dal nanovna.
Ho usato una resistenza da 100OHm ma si puo' usare qualsiasi dispositivo : un filtro passa basso caricato in uscita con 50OHm, oppure altri dispositivi dei quali si voglia calcolare l'S11.

[The quick brown fox jumps over the lazy dog"]

"The quick brown fox jumps over the lazy dog"
La avete mai ascoltata o letta ?
Chi faceva telegrafia se la dovrebbe ricordare e anche chi si occupava di trasmissioni via telescrivente o via computer.
E' un "pantogramma" , una frase compiuta, la piu' breve possibile,  che ha un senso e che contiene tutte le lettere dell'alfabeto almeno una volta. Veniva anche usata per verificare la conoscenza del codice Morse.

Quale uso oggi ?

Allego Absolute_Beginner_Guide_NanoVNA_v1_6
poiche'in molti non conoscono le le sue potenzialita' di uso.

Qualche giorno fa' ho letto un articolo su una rivista di elettronica molto nota dove vengono descritti gli "stub" e cioe' filtri realizzati in cavo coassiale per una frequenza specifica.
Nell'articolo viene descritto l'utilizzo di un vna per la taratura di questi filtri. Nulla da die, e' corretto, ma se si possiede un analizzatore di antenna con la sola porta DUT e' possibile eseguire la taratura anche in questo caso. Come fare ? io utilizzo lo stesso metodo per la  taratura delle trappole e cioe' sul ramo del T, invece she inviare il segnale all a porta DET io inserisco una resistenza da 50OHm antinduttiva.
Il risultato e' il medesimo e i parametri da controllare sono il return loss e l'swr.
Innanzitutto vediamo da dove derivano le definizioni stub Lambda/4 e Lambda/2 aperti e chiusi.  Ipotizziamo che il carico sia ZL=50OHm e utilizziamo una linea di alimentazione senza perdite della medesima impedenza caratteristica Zc=50OHm. Indipendentemente dalla lunghezza della linea di alimentazione la Zin in ingresso rimarra' sempre 50OHm.

Vediamo la situazione dulla carta di Smith

Come di vede la Zin e' sempre 50OHm indipendentemente dalla frequenza e dalla lunghezza della linea di trasmissione.
A questo punto vediamo da dove deriva l'asserzione che uno stub Lambda/4 aperto all'estremita'  e posto in parallelo al carico ZL si comporta come filtro elimina banda e cioe' un notch filter.
La carta di Smith e' un grafico dove la rotazione di 360 gradi corrisponde a Lambda/2 e cioe' 180 gradi elettrici e Lambda/4 corrisponde a 90 gradi elettrici.
Usando l'esempio che e' riportato sulla rivista, si vuole eliminare la frequenza di 98MHz.
Utilizziamo uno stub aperto Lambda/4 e vediamo che succede. Lambda/4 significa come detto una rotazione di 90 gradi rispetto al punto di origine ZL=50OHm.

Come si vede nel riquadro Transmissionline data La lunghezza elettriva in Lambda e' 0.203 e i gradi sono 73 corrispondenti ad una lunghezza delloo stub di 408mm. Quello che si deve fare e' impostare 90 gradi elettrici e automaticamente la lunghezza dello stub assumera' la lunghezza corretta relativa a 0.250 e cioe' Lambda/4.

Come si vede la Zin=0OHm alla frequenza di 98MHz. In pratica tale frequenza viene eliminata dalla ricezione. Vediamo, attraverso il diagramma di Bode la situazione

Come si vede a 98MHz abbiamo una attenuazione oltre a -50dB ed inoltre troveremo l'attenuazione anche sulle sue armoniche dispari 294MHz e 490MHz. Fino a 50MHz l'attenuazione e' trascurabile poi avvicinandosi ai 98MHz aumenta. Da 147 MHz a 252MHz l'attenuazione e' trascurabile.
Poiche il programma che uso non mi permette di simulare uno stub Lambda/4 in cortocircuito all'estremita' che dovrebbe comportarsi come un passa banda, allora utilizzo uno stub Lambda/2 aperto in quanto il comportamento e' il medesimo.
Abbiamo detto che Lambda/2 corrisponde a 180 gradi e allora, sempre mantenendo fissa la frequenza a 98MHz, utilizziamo tale stub e vediamo cosa risulta.


Come si puo leggere nella maschera Transmission line data, adesso la lunghezza elettrica espressa in <lambda e' 0.500 e cioe' Lambda/2 poiche' ho impostato 180 grdi nella casella relativa. La lunghezza dello stub siventa 1.01 metri e la Zin a 98MHz diventa 50OHm. In questo caso quindi tale frequenza verra' lasciata passare come risulta dal seguente diagramma di Bode

Termino qui e ringrazio chi ha avuto la pazienza di seguirmi fino alla fine.

Avete conoscenza del vna FX NANO ? .
Eccolo

E' compatibile 100% al nanovna. In pratica e' il nanovna inscatolato nel contenitore del Metrovna. Tutti i FW nanovna sono compatibili, per forza, e' un nano vna "italianizzato", con le stesse specifiche di quello originale cinese.

Riporto il link del video dove viene confrontato con altri analizzatori e viene descritta la matematica utilizzata nel progetto. Molto interessante anche se sfortunatamente e' in inglese ma, poiche' e' un tedesco che parla, lo si capisce bene in quanto non biascicato.
https://www.youtube.com/watch?v=X8Z7veGV57o
Confrontato con altri in mio possesso e' decisamente superiore come precisione, specialmente se si utilizza per la calibrazione il KIT di precisione.
Unica nota stonata e' l'interfaccia utente  che non utilizza un display touch screen ma solo tre tasti e un display con una risoluzione grafica bassa. Insomma un prodotto tedesco, preciso ed affidabile, ma un po' "rude" che non guarda l'estetica ma il contenuto.
Cosa positiva, si puo' interfacciare con il SW del DG8SAQ VNWA a 2 porte.

@Kz
lo so non sono un gran fotografo.
Come vedi CH0 a sinistra indica 50 OHm. Il nanovna ha una R =50 OHm in uscita e quindi per eseguire la misura corretta devi portarti con il cursore su tale valore resistivo. Come per magia sulla carta di Smith il cursore si posiziona a circa +90 gradi e cioe' carico induttivo. I valori letti sulla destra in alto sono Rs=23.2 OHm e L=1030 nH @ 7.67MHz. Pertanto la Z=23.2+j49.6.
Ma quello che piu' importa e' il fattore di induttanza AL che, per una spira  corrisponde all'induttanza. infatti AL=L/N^2 dove N e' il numero di spire. Se la spira e' 1 allora AL=L con unita' di misura [nH/N^2]. Poi come ti ho scritto non basta per la caratterizzazione, occorrerebbe calcolare la permeabilita' magnetica u della ferrite che ti trovi per le mani e questo lo fai con le formule incluse nel documento che ti ho linkato.
http://www.iw2fnd.it/sites/default/files/docs/Misura_di_Ferriti.pdf
Pero' puoi fare una comparazione relativa se le ferriti hanno tutte la stessa forma sempre utilizzando la sola spira puoi vedere quanto e' AL. Lo so che non e' molto ortodosso ma e' sempre meglio di niente. Ricorda  che la permeabillita' molltiplicata per il campo magnetico H produce l'induzione magnetica B che, a sua volta, se moltiplicata per la sezione del materiale produce il flusso magnetico PHI. Bisogna pero' stare attenti che non saturi e cioe' con il numero di spire e la potenza non raggiunga o peggio superi il ginocchio ma rimanga in zona lineare.
Questo era un problema che avevamo nei primi prototipi sui solenoidi integrati sugli iniettori nei primi sistemi di iniezione benzina.

La ELEFLOW, ditta seria che produceva gli equivalenti per i BJT, FET, MOSFET per in nostri rtx, sembra non essere piu' presente con il suo sito. Peccato perche' erano prodotti di qualita' e non le cinesate dove ti mandano un 7805 marcato 2SC1969.

Prendo spunto da un 3D di ARI Fidenza che ritengo estremamente calzante e mi permetto di linkarlo in quanto condivido in toto quanto scritto da Franco IZ2HFG. Non importa se proviene da un altro forum ma il concetto e' da me condiviso.
http://www.arifidenza.it/Forum/topic.asp?ARCHIVE=true&TOPIC_ID=350013

A chi interessa propongo la simulazione con mmana-gal di una EFHW da 10 a 80 metri.
La prima immagine e' come e' fatta l'antenna e la distribuzione delle correnti.
La seconda immagine e' il dimensionamento (mezz'onda per gli 80 metri)
La terza immagine e' il calcolo della Z al variare della frequenza.
La quarta immagine e' il campo in far field.
Come si puo' vedere l'adattatore da 49 a 1 va bene solo in 80 metri , poi all'aumentare della frequenza non va' piu' bene poiche' la parte reale diminuisce rapidamente.

Quando mi laureai nel 1982 acquistai la prima edizione che ancora, seppure ingiallita, rimane sulla mia scrivania. Si puo' dire che sia come il prontuario del codice civile per gli avvocati. Lo pagai 40000 lire ma li valeva tutti.
Comprende richiami a:
-matematica
-chimica
-fisica
-teoria della regolazione di sistemi lineari
-elettrotecnica
-teoria dei circuiti elettrici lineari
-circuiti risonanti,accoppiati,filtri attenuatori,equalizzatori
-linee, antenne e guide d'onda
-tecnologie elettroniche
-amplificatori elettronici
-oscillatori
-modulatori,demodulatori e conversione di fequenza
-tecnica delle forme d'onda
-sistemi digitali
-elettronica di potenza
-alimentatori
-misure elettroniche
-riproduzione sonora
-telegrafia, telefonia e trasmissione dati
-ricevitori e trasmettitori
.televisione, radar e ponti radio
Adesso e' stato aggiornato alle nuove tecnologie ma rimane sempre un ottimo riferimento quando si ha qualche dubbio.
Sara' che sono vecchio e amo ancora documentarmi su testi cartacei, a quel tempo non esistevano i PC con SW evoluti come ora, ma studiando nel dettaglio il fenomeno passo dopo passo ritengo che sia piu' produttivo per la comprensione di un problema che non trovare l'app che ti sforna il risultato gia' fatto.

Vediamo di fare un po' di chiarezza tra il rapporto della potenza in SSB e quella in AM.
Avete mai fatto caso, leggendo le specifiche di RTX Yaesu, Icom, Kenwood, come mai la potenza max erogata in SSB e' 100W mentre in AM e' solo 25W ?. Ad onore del vero lo Yaesu FTDX101MP eroga 200W in SSB e, guarda caso 50W in AM.
Questo vale anche per un RTX CB che permetta la emissione in AM e in SSB.
Vediamo il perche'.
Inizialmente parliamo della AM, dove con Pc si intende la potenza della portante e Pm la potenza del segnale modulante (quello che dovrebbe arrivare al trasformatore di modulazione posto sullo stadio finale).
Ora dalla teoria sappiamo che Pm=1/2 Pc e cioe' la meta'.
Se il nostro CB ha una potenza di portante emessa di 4W, allora la potenza necessaria per modulare questi 4W sara' 2W. Lo stadio finale dovra' pertanto gestire 4+2=6W. Ma cosa rappresentano questi 2W nel dominio delle frequenze, sono le due bande laterali e cioe' 1W per la USB e 1W per la LSB. Laterali poiche' solo a lato della portante. L'informazione pero' e' contenuta solo nelle due bande laterali e non nella portante. Il rendimento energetico in AM risulta decisamente poco favorevole. Che me ne faccio di una portante che non contiene informazioni ma che debbo fare gestire allo stadio finale. Inoltre occorre tenere presente che lo stadio finale deve essere dimensionato per gestire una potenza sensibilmente superiore  di 4 volte e cioe' 16W. In conclusione, in AM serve uno stadio finale in grado di fornire nei picchi istantanei di potenza 16W per trasmettere una portante di 4W e di 2W nelle due bande laterali.
Se invece si utilizza l'SSB, la portante non ha piu' ragione di essere trasmessa, ma deve essere trasmessa solo una delle due bande laterali. Questo consente di sfruttare lo stadio finale con un rendimento molto maggiore. In pratica, a parita' di potenza consumata lo stadio finale potra' irradiare un segnale utile 4 vollte superiore. Da qui il rapporto di 1 a 4 tra la potenza in AM e quella in SSB.
Magari non sara' proprio 4 ma 3.5 ma deve essere cosi'. Se questo rapporto e' minore allora il trasmettitore in SSB sta clippando e non riesce ad erogare i 16W.
PS : perdonate se ho tralasciato di spiegare come avviene la modulazione di una portante eseguita da un segnale modulante con indice di modulazione pari a 1 (cioe' profondita' di modulazione pari al 100%). Il segnale in tensione della portante cosi prodotto va da 2 volte la portante a zero.

Antefatto
Posseggo una direttiva VHF/UHF Maldol HS-FOX727 e alcuni giorni fa l'SWR in VHF e' andato alle stelle. Da qui la necessita' di smontarla in quanto avevo gia' subodorato che il condensatore da 10pF che va al gamma match dell'elemento delle VHF si fosse deteriorato in quanto le specifiche la danno per una potenza Max di 50W e io sono entrato esattamente con quella. Per verificare il quanto ho dovuto aprire i due tappi in nailon posti nella parte inferiore del blocchetto di alimentazione e poi ho smontato i condensatori. Durante l'operazione si e' rotto un reoforo del condensatore da 5pF per le UHF mentre misurando quello delle VHF con un normale ponte RCL mi leggeva correttamente 10pF. Il problema e' che i ponti RCL non eseguono la misura a frequenze elevate ma ad alcune decine di KHz.  Pertanto ho deciso di misurarlo con precisione utilizzando il nanovna.
Misura
Come si fa ?. Semplice, se si decide di non spostare il piano di riferimento allora la misura occorre farla direttamente sul connettore S11 per evitare di rifare la calibrazione. Pertanto ho inserito un capo del condensatore sul centrale dell'SMA e l'altro capo lo ho "legato" alla massa dello stesso SMA utilizzando un pezzettino di filo da wire wrap. Acceso il nanovna ho lasciato abilitato il grafico della carta di Smith e ho modificato il grafico logmag in quello della reattanza attraverso il percorso : Display->Format->More->Reactance. In questo modo sulla traccia 0 compare il valore della reattanza letta. Dopo ho impostato un range di Stimulus in modo che sulla carta di Smith mi comparisse come traccia un arco di circonferenza in senso orario che arrivasse a coprire i -90 gradi. Ricordo che la reattanza capacitiva e' espressa nei due quadranti inferiori sulla carta di Smith. Poiche' l'impedenza di uscita del nanovna e' 50 OHm, con il cursore sono andato a cercare il punto a -90 gradi sulla carta di Smith che corrisponde alla reattanza letta sulla traccia S0 a -52OHm. In alto a destra con l'indicazione CH0 SMITH si legge il valore corrispondente alla capacita' sotto misura. Nel mio caso la lettura era completamente diversa dai 10pF letti con il ponte RCL. Da qui ho ordinato i condensatori da 5pF e 10pF ma non da 500V di isolamento, come in origine, ma da 1000V (Vishay) COG NP0 per stare sul sicuro.
Questo metodo, se applicato alle induttanze permette anche la lettura della frequenza di autorisonanza in quanto in quel punto la reattanza da induttiva passa a capacitiva e pertanto occorre stare molto lontani da questa.
PS: Nell'attesa di ricevere i condensatori ordinati, per prova ho realizzato un condensatore con RG174 da 5pF con il ponte RCL e in UHF non c'era verso di accordare, l'antenna risuonava a 470MHz senza spostarsi con la regolazione del gamma match. Realizzato lo stesso con la misura effettuata con il nanovna ottenendo una lunghezza di cavo piu' corta e montato sul gamma match sono bastati una serie di due/tre ritocchi al gamma match per portare l'antenna a risuonare a 433MHz.

https://www.youtube.com/watch?v=F8qUHB1GUeo

Poiche' non trovo una sezione dedicata alla strumentazione scrivo qui.
Per coloro che hanno acquistato questo

A me e' stato spedito senza alcuna istruzione. Non che sia particolarmente difficile arrivare a capo delle funzioni principali dei tasti F1,F2,F3,F4.
Ho pero' notato la fastidiosita' di dovere impostare la frequenza ex novo, anche se dovevo spostarmi di soli 5KHz. Mi sono detto che ci doveva essere il trucco e cosi' a forza di prove, ho scovato la funzione R STEP attraverso la quale e' possibile impostare lo step di frequenza e poi con le frecce UP e DOWN spostarsi con quello step. Per fare questo, attraverso il tasto F1, mi sono posizionato sulla frequenza da impostare e poi ho digitato 000.0005 corrispondente allo step minimo e poi ho tenuto premuto F3 a lungo fino a che non e' comparso R STEP memorizzandolo. Da quel momento ci si puo' spostare con lo step minimo con i tasti UP e DOWN.
Magari lo sapevate gia' e sono io che sono arrivato ultimo, in caso contrario spero sia utile ai possessori.
Per quanto riguarda la sua emissione e' meglio che non si disponga di un analizzatore di spettro se no gli viene il magone a causa del garbage che butta fuori. E se lo aprite fatelo con cura perche' le schede interne sono fissate solo con la colla a caldo.

Sembra che dal 1 luglio non ci sarà più la franchigia per acquisti da extra CE per piccoli importi. Ogni importazione avrà obbligatoriamente una dichiarazione doganale con relativo pagamento del dazio doganale e pagamento IVA.

Avevo bisogno di un connettore N e il rivenditore aveva un Marlow invece dei soliti Amphenol,
Non mi e' piaciuto per niente dal punto di vista meccanico. Il cavo tendeva a ruotare nel corpo del connettore e alla trazione e' uscito dal connettore stesso. Ben divesro l'Amphenol che ho sempre usato con zero problemi. Il costo era la meta' ma valeva di conseguenza.

Chi si ricorda la leggenda dell'araba fenice che risorge dalle sue ceneri ?. Bene, Marcucci ha chiuso ma.... ha riaperto ridimensionandosi e con un nuovo socio che e' la vecchia GBC e cioe' la COMELCO. Questa nuova realta' ha preso il nome K2M e continuera' ad importare e assistere ICOM cosi' come il nuovo importatore ADVANTEC. Quindi, parafrasando Tomasi di Lampedusa nel Gattopardo "<<Se vogliamo che tutto rimanga come è, bisogna che tutto cambi>>".

Mi e' arrivato e devo dire che mi ha meravigliato. Questo analizzatore di antenna mi ha dato delle sorprese analizzando l'impedenza della mia Proxel X50N  VHF/UHF. Questo, a differenza dell'SA-160, legge anche la reattanza con il suo segno e ha 3 range di funzionamento : 132-173MHz, 200-260MHz, 400-519MHz. Ovviamente quella centrale non mi serve ma la prima e l'ultima si. Il display e' a colori ed e' lo stesso di quello HF e il funzionamento e' quasi analogo. Finalmente ho potuto vedere la variazione della R e della X in UHF al variare della frequenza e dell'avvicinamento dell'antenna al muro di casa. Non e' un VNA, ma un SWR meter piu' evoluto. Come VNA ho altri strumenti da laboratorio, questo e' grande come un pacchetto di sigarette e aprendo la confezione mi sono sorpreso di trovare in dotazione anche 3 adatttatori per il connettore di antenna. Mi sono fatto il regalo di Natale  ;-)

Da oggi sono ufficialmente bionico, mi hanno installato sottocutaneo sul cuore un ricetrasmettitore a 402MHz (frequenza assegnata alle apparecchiature elettromedicali) che per 24 ore registra il funzionamento del mio cuore e poi lo invia all'ospedale dove viene ricostruito graficamente e analizzato ogni giorno e tutto questo per 3 anni. Vorrei sapere che razza di batteria e' inserita nel modulo impiantato al mio interno.
Avanti cosi'.